因該電源是公司產(chǎn)品的一個配套使用，且各項指標(biāo)都不是要求太高，故選用最常用的反激拓?fù)洌@樣既可以減小體積（給的體積不算大），還能降低成本，一舉雙的！

　　反激拓?fù)涞那吧硎荁uck-Boost變換器，只不過就是在Buck-Boost變換器的開關(guān)管和續(xù)流二極管之間放入一個變壓器，從而實(shí)現(xiàn)輸入與輸出電氣隔離的一種方式，因此，反激變換器也就是帶隔離的Buck-Boost變換器。

　　先學(xué)習(xí)下Buck-Boost變換器

　　工作原理簡單介紹下

　　1.在管子打開的時候，二極管D1反向偏置關(guān)斷，電流Is流過電感L，電感電流IL線性上升，儲存能量！

　　2.當(dāng)管子關(guān)斷時，電感電流不能突變，電感兩端電壓反向?yàn)樯县?fù)下正，二極管D1正向偏置開通！給電容C充電及負(fù)載提供能量！

　　3.接著開始下個周期！

　　從上面工作可以看出，Buck-Boost變換器是先儲能再釋放能量，VS不直接向輸出提供能量，而是管子打開時，把能量儲存在電感，管子關(guān)斷時，電感向輸出提供能量！

　　根據(jù)電流的流向，可以看出上邊輸出電壓為負(fù)輸出！

　　根據(jù)伏秒法則

　　Vin*Ton=Vout*Toff

　　Ton=T*D

　　Toff=T*(1-D)

　　代入上式得

　　Vin*D=Vout*(1-D)

　　得到輸出電壓和占空比的關(guān)系Vout=Vin*D/(1-D)

　　看下主要工作波形

　　從波形圖上可以看出，晶體管和二極管D1承受的電壓應(yīng)力都為Vs+Vo（也就是Vin+Vout）；

　　再看最后一個圖，電感電流始終沒有降到0，所以這種工作模式為電流連續(xù)模式（Ccm模式）。

　　如果再此狀態(tài)下把電感的電感量減小，減到一定條件下，會出現(xiàn)這個波形！

　　從上圖可以看出，電感電流始終降到0后再到最大，所以這種模式叫不連續(xù)模式（DCM模式）。

　　把上邊的Buck-Boost變換器的開關(guān)管和續(xù)流管之間加上一個變壓器就會變成反激變換器！

　　還是和上邊一樣，先把原理大概講下：

　　1.開關(guān)開通，變壓器初級電感電流在輸入電壓的作用下線性上升，儲存能量。變壓器初級感應(yīng)電壓到次級，次級二極管D反向偏置關(guān)斷。

　　2.開關(guān)關(guān)斷，初級電流被關(guān)斷，由于電感電流不能突變，電感電壓反向（為上負(fù)下正），變壓器初級感應(yīng)到次級，次級二極管正向偏置導(dǎo)通，給C充電和向負(fù)載提供能量！

　　3.開始下個周期。以上假設(shè)C的容量足夠大，在二極管關(guān)斷期間（開關(guān)開通期間）給負(fù)載提供能量！

　　咱先看下在理想情況下的VDS波形

　　上面說的是指變壓器和開關(guān)都是理想工作狀態(tài)！

　　從圖上可以看出Vds是由VIN和VF組成，VIN大家可以理解是輸入電壓，那VF呢？

　　這里我們引出一個反激的重要參數(shù)：反射電壓即VF，指次級輸出電壓按照初次級的砸比反射到初級的電壓?？梢杂霉奖硎緸閂F=VOUT/(NS/NP)，（因分析的是理想情況，這里我們忽略了整流管的管壓降，實(shí)際是要考慮進(jìn)去的）

　　式中VF為反射電壓；

　　VOUT為輸出電壓；

　　NS為次級匝數(shù)；

　　NP為初級匝數(shù)。

　　比如，一個反激變換器的匝比為NP：NS=6：1，輸出電壓為12V，那么可以求出反射電壓VF=12/（1/6）=72V。

　　上邊是一個連續(xù)模式（CCM模式）的理想工作波形。

　　下面咱在看一個非連續(xù)模式（DCM模式）的理想工作波形

　　從圖上可以看出DCM的Vds也是由VIN和VF組成，只不過有一段時間VF為0，這段時候是初級電流降為0，次級電流也降為0。

　　那么到底反激變化器怎么區(qū)分是工作在連續(xù)模式（CCM)還是非連續(xù)模式（DCM）？

　　是看初級電感電流是否降到0為分界點(diǎn)嗎，NO，反激變換器的CCM和DCM分界點(diǎn)不是按照初級電感電流是否到0來分界的，而是根據(jù)初次級的電流是否到0來分界的。

　　如圖所示

　　從圖上可以看出只要初級電流和次級電流不同時為零，就是連續(xù)模式（CCM)；

　　只要初級電流和次級電流同時為零，便是不連續(xù)模式（DCM）；

　　介于這倆之間的是過度模式，也叫臨界模式（CRM）。

　　以上說的都是理想情況，但實(shí)際應(yīng)用中變壓器是存在漏感的（漏感的能量是不會耦合到次級的），MOS管也不是理想的開關(guān)，還有PCB板的布局及走線帶來的雜散電感，使得MOS的Vds波形往往大于VIN+VF。類似于下圖

　　這個圖是一個48V入的反激電源。

　　從圖上看到MOS的Vds有個很大的尖峰，我用的200V的MOS，尖峰到了196了。這是尖峰是由于漏感造成的，上邊說到漏感的能量不能耦合到次級，那么MOS關(guān)斷的時候，漏感電流也不能突變，所以會產(chǎn)生個很高的感應(yīng)電動勢，因無法耦合到次級，會產(chǎn)生個很高的電壓尖峰，可能會超過MOS的耐壓值而損壞MOS管，所以我們實(shí)際使用時會在初級加一個RCD吸收電路，把尖峰盡可能的吸到最低值，來確保MOS管工作在安全電壓。具體RCD吸收電路圖如下

　　簡單分析下工作原理

　　1.當(dāng)開關(guān)S開通時，二極管D反騙而截至。電感儲存能量。

　　2當(dāng)開關(guān)S關(guān)斷時，電感電壓反向，把漏感能量儲存在C中，然后通過R釋放掉。細(xì)心的朋友可能會發(fā)現(xiàn)，當(dāng)開關(guān)關(guān)斷的時候，這個RCD電路和次級的電路是一模一樣的，D整流，C濾波。R相當(dāng)于負(fù)載。只不過輸出電壓不是VO，而變成了次級反射到初級的電壓VF。所以，注意了，R的值不能取得太小，太小了損耗嚴(yán)重，影響效率。而且電阻的功率會變的很大！

　　下邊來個加了RCD吸收的波形

　　關(guān)于RCD吸收的選取網(wǎng)上有很多文章，在以后我會介紹下！

　　面講下變壓器的設(shè)計方法！

　　變壓器的設(shè)計方法有多種，個人感覺適合自己的才是最好的，選擇一個你自己最熟悉的，能夠理解的才是最好的！

　　我先介紹下一種設(shè)計方法：

　　1.先確定輸入電壓，一般是按照最低輸入直流電壓計算VINmin計算

　　A.要是直流輸入按直流的最低輸入來計算；

　　B.要是輸入為交流電，一般對于單相交流整流用電容濾波，直流電壓不會超過交流輸入電壓有效值的1.4倍，也不低于1.2倍。

　　列如，全范圍交流輸入85-265VAC的電源，一般按85VAC時計算，那VINmin=85*1.2=102V，一般會取整數(shù)按100VDC計算。

　　2.確定導(dǎo)通時間Ton

　　導(dǎo)通時間Ton=T*D

　　T為周期 T=1/F

　　D為最大占空比，一般在最低輸入電壓的時候，D會最大，保證輸出穩(wěn)定。

　　注意大的占空比可以降低初級的電流有效值，和MOS的導(dǎo)通損耗，但是根據(jù)伏秒法則，初級占空比大了，次級的肯定會小，那么次級的峰值電流會變大，電流有效值變大，會導(dǎo)致輸出紋波變大！所以，一般單端反激拓?fù)涞恼伎毡冗x取不要超過0.5。

　　而且一般的電流控制模式，占空比大于0.5要加斜率補(bǔ)償?shù)?，對調(diào)試是個難度。

　　還有一重要的是你的占空比決定你的匝比，匝比決定啥，嘿嘿，反射電壓VF，忘了再去上邊看下，再加上你漏感引起的尖峰，最終影響你MOS的耐壓。占空比越小匝比越小，反射電壓VF越低，MOS的電壓應(yīng)力小。反之MOS的電壓應(yīng)力大，所以占空比要考慮好了。要保證再最高電壓下你的VDS電壓在MOS的規(guī)定電壓以下，最好是降額使用，流出足夠的余量來！

　　列如，電源的開關(guān)頻率為100K，最低輸入時的最大占空比為0.4，那T=1/100000=10μS，那么Ton=0.4*10μS=4μS。

　　3.確定磁芯的有效面積AE

　　AE一般會在磁芯的資料中給出。

　　4.計算初級匝數(shù)NP

　　NP=VINmin*Ton/ΔB*AE

　　式中VINmin為直流最低輸入電壓；

　　Ton為導(dǎo)通時間

　　AE為磁芯的有效面積

　　ΔB為磁感應(yīng)強(qiáng)度變化量，這個值和磁芯材質(zhì)，及溫升等有關(guān)，一般考經(jīng)驗(yàn)來選取，在0.1-0.3之間，取得越大，余量越小，變壓器在極端情況下越容易飽和！俺一般取0.2。

　　5.計算次級匝數(shù)NS

　　NS=（Vo+Vd）*（1-D)*NP/VINmin*D

　　式中Vo為輸出電壓

　　Vd為二極管管壓降

　　D為占空比

　　NP為初級匝數(shù)

　　VINmin為最低輸入電壓

　　6.確定次級整流二極管的應(yīng)力VDR

　　上邊算出變壓器的初級匝數(shù)NP和次級匝數(shù)NS后，就可以得出次級整流二極管的電壓應(yīng)力

　　VDR=（VINmax*NS/NP)+VOUT

　　式中VINmax為最大輸入電壓，要保證在最高輸入電壓下你的二極管的電壓應(yīng)力不超標(biāo)。一般算出來的這個VDR還要考慮降額使用，所以二極管的耐壓要高于這個VDR值。

　　一般還要在整流管上并一個RC吸收，從而降低二極管反向回復(fù)時間造成的電壓尖峰！尤其是CCM模式的時候！

　　7.確定初級電感量LP

　　確定電感量之前我們先看下上邊的兩個電流圖

　　對于上圖是兩種工作模式的初級電感電流波形，我加了兩個參數(shù)Ip1和Ip2；

　　Ip1對應(yīng)最低輸入電流

　　Ip2對應(yīng)最高峰值電流

　　有上邊這兩個我們也就可以算出平均電流Iavg了

　　Iavg=（Ip1+Ip2）Dmax/2

　　式中Dmax為最大占空比

　　如果輸出功率為Pout，電源效率為Η，那么

　　Pout/Η=VINmin*Iavg=VINmin*（Ip1+Ip2）Dmax/2

　　得出Ip1+Ip2=2Pout/VINmin*Dmax*Η

　　然后就可以計算Ip1和Ip2的值了

　　對于DCM來說，電流是降到零的，所以Ip1為零

　　對于CCM來說Ip1和Ip2都是未知數(shù)，又出來個經(jīng)驗(yàn)選擇了，一般取Ip2=（2-3）Ip1，不能取得太小，太小了會有一個低電流斜率，雖然這樣損耗小點(diǎn)，但容易使變壓器產(chǎn)生磁飽和，也容易使系統(tǒng)產(chǎn)生震蕩！俺一般取Ip2=3Ip1。

　　計算出Ip1和Ip2后，這時候可以計算初級的電感量了

　　在Ton內(nèi)電流的變化量ΔI=Ip2-Ip1

　　根據(jù)（VINmin/LP）*Ton=/ΔI

　　得出LP=VINmin*Ton/ΔI

　　到此變壓器的初級電感量計算完畢，變壓器的參數(shù)也計算完畢！

　　還有一種計算方法，就是按照上邊的確定初級電感量的方法先確定電感量，然后來選擇磁芯，選擇磁芯的方法有很多種，一般最常用的是AP法

　　這個公式是看資料上的，具體我也沒推倒過具體可以看看趙修科老師的那本《開關(guān)電源中的磁性元器件》。

　　式中L為初級電感量也就是LP

　　Isp為初級峰值電流Ip也就是ΔI，

　　I1L為滿載初級電流有效值，但我往往會把Isp和I1L看成是一個，都是初級的峰值電流，所以仁者見仁智者見智，大家可以到應(yīng)用時具體的來微調(diào)！

　　Bmax為磁感應(yīng)強(qiáng)度變化量也就是ΔB.這個取值和上邊一樣，取得太大，磁芯小但容易飽和，而取得太小磁芯的體積又很大，所以一般折中取值！而且和頻率關(guān)系也很大，要是頻率很高，建議取小點(diǎn)，因?yàn)轭l率高了損耗也大，變壓器大了有利于散熱俺經(jīng)常取0.2！

　　K1=Jmax*Ko*10-4

　　其中Jmax為最大電流密度 俺一般取450A/平方厘米。但趙老師書里取得是420A/平方厘米

　　Ko為窗口面積，有的也叫窗口利用率吧，一般取0.2-0.4，具體要看繞線的結(jié)構(gòu)了，比如加不加擋墻等因素，所以選取時要充分考慮，免得因取得變壓器太小，結(jié)構(gòu)要求苛刻而繞不下，導(dǎo)致項目失?。?/span>

　　10-4是由米變厘米的系數(shù)

　　所以上式整理下可得

　　AP=Aw*Ae=（LP*IP2*104/450*ΔB*Ko）4/3Cm4

　　計算出了AP就可以找到合適的磁芯，然后找到Ae再根據(jù)式

　　NP=LP*IP/ΔB*Ae

　　式中LP就是上邊算得初級電感量

　　IP為初級峰值電流

　　ΔB為磁感應(yīng)強(qiáng)度變化量

　　AE為磁芯的有效面積

　　后邊的次級匝數(shù)NS和次級整流二極管電壓應(yīng)力的確定就和上邊的步驟5和6一樣了！

　　那這兩種初級匝數(shù)NP的確定方法到底哪個對呢，可以告訴大家都對。根據(jù)電磁磁感應(yīng)定律：

　?。╒INmin/LP）*Ton=IP

　　所以VINmin*Ton=L*Ip

　　所以這兩個從本質(zhì)上式一樣的。

　　所以個人覺得第一個適合有經(jīng)驗(yàn)的工程師，可以憑經(jīng)驗(yàn)來選擇變壓器，然后來計算變壓器參數(shù)而第二種適合初學(xué)者，先確定變壓器再算變壓器參數(shù)，免得因自己經(jīng)驗(yàn)不足而走了彎路！

　　變壓器說到這把，以上是自己的個人意見，歡迎大家批評指正。其實(shí)設(shè)計出來的參數(shù)僅供參考，由于變壓器的漏感，PCB的布局，走線等因素會在調(diào)試時做微調(diào)，最后做出一個最優(yōu)的、可靠的產(chǎn)品！